1 概述

現(xiàn)在的位置伺服系統(tǒng)一般采用所謂的“軟伺服”系統(tǒng)，使位置增益不很大，這樣系統(tǒng)容易穩(wěn)定，并且增加一個(gè)閉環(huán)調(diào)速單元，速度環(huán)的增益很大。因此，很小的位置偏差就能產(chǎn)生很明顯的速度偏差，速度環(huán)就以很高的增益修正，從而使系統(tǒng)得到很高的位置分辨率［1］。作者在研制一種數(shù)控刨齒機(jī)時(shí)，設(shè)計(jì)并完成了單軸位置伺服系統(tǒng)，該系統(tǒng)采用半閉環(huán)結(jié)構(gòu)，框圖如圖1所示。本文將結(jié)合該系統(tǒng)，闡述位置伺服系統(tǒng)的組成及硬件實(shí)現(xiàn)。

圖1 單軸位置控制系統(tǒng)的框圖
2位置伺服系統(tǒng)的組成

在圖1中，位置控制器和速度控制器均由486個(gè)人微機(jī)編程實(shí)現(xiàn)。電機(jī)采用北京數(shù)控設(shè)備廠的FANUC-BESK(15型)直流伺服電機(jī)，并采用該廠的A06B-6054-H005作為功率驅(qū)動(dòng)模塊。由于該速度控制單元是模擬系統(tǒng)，因此采用12位D/A轉(zhuǎn)換器，把微機(jī)根據(jù)控制算法輸出的數(shù)字量轉(zhuǎn)換為合適的模擬電壓，控制電機(jī)向減小位置偏差的方向轉(zhuǎn)動(dòng)。位置反饋采用光電編碼器，分辨率為4000線/轉(zhuǎn)，經(jīng)四倍頻電路，由可編程計(jì)數(shù)器8254記錄位置脈沖數(shù)，位置控制器則根據(jù)此脈沖數(shù)和指令脈沖數(shù)計(jì)算出速度指令電壓，再輸出到一個(gè)12位D/A轉(zhuǎn)換器，即得到模擬的速度指令電壓。速度反饋也利用同一個(gè)光電編碼器和計(jì)數(shù)電路，速度控制器通過(guò)對(duì)位置求一階差分計(jì)算出實(shí)際轉(zhuǎn)速，然后輸出到另一個(gè)12位D/A轉(zhuǎn)換器，將得到的模擬電壓反饋至速度控制單元的速度反饋輸入端。實(shí)際轉(zhuǎn)速ω按ω＝ΔN/Ts式求取，其中ΔN為在采樣周期內(nèi)的位置脈沖增量，Ts為采樣周期，該系統(tǒng)取8毫秒。

作者編寫(xiě)的CNC控制程序采用前、后臺(tái)軟件結(jié)構(gòu)，前臺(tái)程序是一個(gè)中斷服務(wù)程序，由硬件實(shí)現(xiàn)8毫秒定時(shí)中斷，主要完成精插補(bǔ)和位置控制功能；后臺(tái)程序是一個(gè)循環(huán)運(yùn)行程序，主要完成數(shù)據(jù)輸入、粗插補(bǔ)及其它輔助功能。

3伺服系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)

數(shù)模轉(zhuǎn)換采用芯片DAC1210，為了不降低分辨率，用一個(gè)電子開(kāi)關(guān)CD4052處理正負(fù)號(hào)，使數(shù)模轉(zhuǎn)換達(dá)到雙極性12位，為了提高驅(qū)動(dòng)能力和抑制干擾，輸出采用集成運(yùn)放OP07做成射極跟隨器的形式，電路如圖2所示。

圖2 雙極性12位D/A轉(zhuǎn)換
3.1四倍頻器

四倍頻器［2，3］采用微分電路來(lái)實(shí)現(xiàn)，其抗干擾能力較差。作者設(shè)計(jì)了一種四倍頻器，采用積分型單穩(wěn)態(tài)電路，如圖3所示。電路的工作原理：A、B兩路相位差90°的方波脈沖，電機(jī)正向轉(zhuǎn)動(dòng)時(shí)，A領(lǐng)先B；電機(jī)反向轉(zhuǎn)動(dòng)時(shí)，B領(lǐng)先A。該電路在A及A的反相-A和B及B的反相-B各接了一個(gè)積分型單穩(wěn)態(tài)電路［4］，在A的上升沿、下降沿分別產(chǎn)生一個(gè)短脈沖A′和-A′，在B的上升沿、下降沿分別產(chǎn)生一個(gè)短脈沖B′和-B′。當(dāng)A為低電平時(shí)，Va為高電平，G2輸出為低電平；當(dāng)A上升沿來(lái)到后，G1輸出為低電平，但由于電容兩端的電壓不能突變，所以在一段時(shí)間里Va仍在閾值電平之上，G2輸出為高電平，電路進(jìn)入暫穩(wěn)態(tài)。隨著電容的放電，Va不斷下降，當(dāng)Va低于閾值電平時(shí)，G2輸出為低電平，待A回到低電平后，G1輸出為高電平，電容又開(kāi)始充電，當(dāng)Va恢復(fù)為高電平時(shí)，電路又達(dá)到穩(wěn)態(tài)，為下一次上升沿的到來(lái)作好準(zhǔn)備。由以上分析可知，A′的脈沖寬度TW等于電容開(kāi)始放電到Va下降至閾值電平所經(jīng)歷的時(shí)間，根據(jù)對(duì)RC電路暫態(tài)過(guò)程的分析，可知電容上的電壓Va放電時(shí)間由下式?jīng)Q定［4］：

式中R′——RC電路放電回路的電阻
C′——RC電路放電回路的電容
VC（∞）——電容電壓的穩(wěn)態(tài)值
VC（0）——電容電壓的初值
VC（t）——經(jīng)過(guò)t時(shí)間放電后的電容電壓值

設(shè)LSTTL電路的輸出高電平為VOH，輸出低電平為VOL，VTH為閾值電平，R0為G1輸出低電平時(shí)的輸出電阻，將R′＝R0＋R、C′＝C、VC（∞）＝VOL、VC（0）＝VOH、
VC（t）＝VTH代入式(1)可得脈沖寬度TW為：

考慮到電路恢復(fù)時(shí)間，應(yīng)使方波脈沖序列的周期為T(mén)W的7～8倍，這樣電路才能可靠地工作。可以據(jù)此選擇合適的電阻和電容。將得到的四個(gè)短脈沖序列A′、－A′、B′、－B′按圖3所示進(jìn)行與或非的邏輯組合，在U1、U2的輸出端將產(chǎn)生表示正轉(zhuǎn)和反轉(zhuǎn)的四倍頻脈沖序列，如圖4所示。該電路有較好的抗干擾性能，因?yàn)楦哳l時(shí)容抗很小，而且脈沖經(jīng)過(guò)二級(jí)與門(mén)的選擇。

圖3 積分型四倍頻計(jì)數(shù)電路

圖4 正、反轉(zhuǎn)四倍頻器脈沖波形(左：正轉(zhuǎn)右：反轉(zhuǎn))
3.2脈沖計(jì)數(shù)電路與初值跳動(dòng)

8254是與微機(jī)接口非常方便的可編程計(jì)數(shù)器，在方式2下計(jì)數(shù)器可自動(dòng)重復(fù)計(jì)數(shù)，利用它的兩個(gè)計(jì)數(shù)通道分別記錄正轉(zhuǎn)和反轉(zhuǎn)脈沖，在程序里讀入計(jì)數(shù)值并使二者相減，便可得到在采樣周期內(nèi)的位置脈沖增量，給后續(xù)程序作進(jìn)一步處理。作者在應(yīng)用中發(fā)現(xiàn)8254有一個(gè)缺陷：對(duì)它進(jìn)行初始化后，輸出鎖存器殘留有隨機(jī)數(shù)，這時(shí)程序讀數(shù)就會(huì)讀到這個(gè)隨機(jī)數(shù)，所以當(dāng)?shù)谝粋€(gè)計(jì)數(shù)脈沖到來(lái)后，計(jì)數(shù)器開(kāi)始從編程初值減一計(jì)數(shù)。當(dāng)實(shí)際位置脈沖沒(méi)有來(lái)到時(shí)，程序里讀到的位置脈沖值為一隨機(jī)數(shù)，當(dāng)有實(shí)際位置脈沖輸入到計(jì)數(shù)器后，采樣程序讀到的是正常的位置脈沖值，所以采樣程序第一次計(jì)算出的正轉(zhuǎn)或反轉(zhuǎn)脈沖數(shù)是不正確的，而隨后計(jì)數(shù)才進(jìn)入正常狀態(tài)。第一次讀數(shù)的這一隨機(jī)性將引起系統(tǒng)的劇烈跳動(dòng)，稱之為“初值跳動(dòng)”。這種跳動(dòng)對(duì)數(shù)控機(jī)床來(lái)說(shuō)是不可接受的，必須予以消除。

作者通過(guò)程序處理解決了這一問(wèn)題，其方法：初始化后先記錄下輸出鎖存器的起始內(nèi)容，在采樣程序里把讀入輸出鎖存器的內(nèi)容與此起始數(shù)值比較，若數(shù)值不變，說(shuō)明沒(méi)有計(jì)數(shù)脈沖，位置增量為零；若數(shù)值發(fā)生變化，說(shuō)明已有計(jì)數(shù)脈沖到來(lái)，經(jīng)過(guò)程序計(jì)算得到第一次的位置增量。此后不再判別“初值跳動(dòng)”，進(jìn)行正常計(jì)數(shù)。解決“初值跳動(dòng)”的程序如下(用Turbo C語(yǔ)言實(shí)現(xiàn))：

實(shí)時(shí)采樣程序：

……
unsigned char cl,ch;
unsigned int clk0;
outportb(P8254+3,0xd6);
cl=inportb(P8254);
ch=inportb(p8254);
clk0=cl｜(ch<<8);
if(clk0!=Old－clk0)first=1;
if(first)
｛……
dsp0=……；
……
｝
else
dsp0=0;
……

初始化程序：